Zirkular polarisiert 3D

Dec 23, 2023

Scientific Reports Band 13, Artikelnummer: 11838 (2023) Diesen Artikel zitieren

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In diesem Artikel wird eine 3D-gedruckte zylindrische dielektrische Resonatorantenne vorgestellt, die bei 5,8 GHz arbeitet und eine zirkulare Polarisation durch die Integration einer vollständig dielektrischen parasitären Helix mit einer höheren Permittivität als der zylindrische Resonator erreicht. Die Antennenpolarisation kann je nach Drehsinn der Helix rechts- oder linksdrehend sein. Für das Helix-Design wurde eine umfangreiche parametrische Studie durchgeführt, um die Auswirkungen der Abmessungen und der Dielektrizitätskonstante der Helix auf die Anpassung und das Achsenverhältnis der Antenne zu bewerten. Die Herstellung erfolgt mittels verlustarmer dielektrischer Filamente und einem kostengünstigen 3D-Drucker. Simulations- und Messergebnisse zeigen, dass beide Antennen gut aufeinander abgestimmt sind und mit der entsprechenden Zirkularpolarisation arbeiten, mit einer mit UAV-Anwendungen kompatiblen Axialverhältnisbandbreite.

Zirkularpolarisation (CP) wird aufgrund ihrer vielen Vorteile in einer Vielzahl von drahtlosen Kommunikationsanwendungen wie der Satellitenkommunikation und unbemannten Fahrzeugen1 eingesetzt. Beispielsweise kann bei der Verwendung von CP die Verzögerungsspreizung reduziert werden, wodurch eine höhere Empfangsleistung2 gewährleistet wird, und diese Polarisation weist eine höhere Widerstandsfähigkeit gegenüber Mehrwegestörungen auf3,4. In der Literatur finden sich verschiedene Methoden zur Herstellung zirkular polarisierter Antennen, die hauptsächlich auf der Modifizierung der Strahlungsstruktur oder des Antennenspeisenetzwerks basieren5,6.

Im Hinblick auf die Implementierung von CP-Antennen sind auch zirkular polarisierte dielektrische Resonatorantennen (DRA) zu finden, die aufgrund ihrer Vielseitigkeit in Bezug auf Formen, Strahlungsmuster und Implementierungsmöglichkeiten interessante Kandidaten für die genannten Anwendungen sein können. Dennoch können DRAs bei der Gestaltung komplexer Formen eingeschränkt sein, wenn herkömmliche dielektrische Herstellungstechniken verwendet werden, was zu höheren Kosten führt7. Eine Technologie, die dieses Problem lösen kann, ist ihre Umsetzung mittels additiver Fertigung.

Die additive Fertigung oder der 3D-Druck eignet sich aufgrund der Verfügbarkeit kostengünstiger und verlustarmer dielektrischer Filamente und hochpräziser 3D-Drucker für viele Anwendungen im Ingenieurwesen8, einschließlich Hochfrequenztopologien9. Dies ermöglichte die Implementierung von Topologien mit Formen, die ohne diese Technologie entweder zu teuer oder gar nicht realisierbar waren10. Einige Beispiele für die Implementierung von DRAs mithilfe des 3D-Drucks finden sich in der Literatur, beispielsweise High-Gain-Strukturen11, Multi-Ring-Strukturen12 und das Konferenzpapier, das die Vorarbeiten zum hier vorgestellten Design enthält13.

Die in diesem Artikel vorgestellte Antenne besteht aus dem Entwurf, der Parameterstudie, der Modalanalyse, der Implementierung und der Messung einer zylindrischen dielektrischen Resonatorantenne (DRA), die bei 5,8 GHz arbeitet und eine parasitäre dielektrische Helix mit hoher Permittivität verwendet, um eine zirkulare Polarisation zu erreichen. Der Drehsinn der Helix bestimmt, ob die Polarisation rechtsdrehend (RHCP) oder linksdrehend zirkular polarisiert (LHCP) ist.

Vorgeschlagenes CDRA mit Helix- und Zuführstruktur. (a) Seitenansicht (b) Draufsicht (c) Dielektrische Helixstruktur für LHCP und RHCP.

Die vorgeschlagene Antenne ist in Abb. 1 dargestellt. Sie besteht aus zwei dielektrischen Strukturen: einer zylindrischen dielektrischen Resonatorantenne (CDRA) und einer parasitären dielektrischen Helix, die um die CDRA herum angeordnet ist. Erstens sind die Abmessungen des CDRA für eine Resonanzfrequenz \(f_0\) bei 5,8 GHz ausgelegt, die den HEM\(_{11\Delta }\)-Modus anregt14,15, unter Verwendung einer durch Gl. definierten Schlitzkopplungsspeisung7. (1):

Dabei ist c die Lichtgeschwindigkeit, \(r_{DRA}\) der DRA-Radius (\(d_{DRA}/2\)) und \(h_{DRA}\) die DRA-Höhe. Der für diesen DRA ausgewählte Formfaktor ergibt eine Abmessung für das Radio von \(r_{DRA}=9\) mm und eine Höhe \(h_{DRA}=16\) mm, wobei ein Material mit der relativen Permittivität \(\varepsilon) verwendet wird _{r2}=9\). In Abb. 2 sind das simulierte \(|S_{11}|\) des entworfenen CDRA und das simulierte Strahlungsmuster für beide Ebenen bei 5,8 GHz dargestellt. Wir können sehen, dass der CDRA einen maximalen Gewinn von etwa 6 dBi hat, während er gut an die Designfrequenz angepasst ist.

Simulierte CDRA-Ergebnisse. (a) \(S_{11}\) als Funktion der Frequenz (b) Strahlungsmuster bei 5,8 GHz.

Sobald wir den CDRA richtig entworfen haben, fahren wir mit der Implementierung der dielektrischen Helix fort, die dem ursprünglichen DRA eine zirkulare Polarisation verleiht. Zunächst werden die Helixkurvengleichungen als Funktion der in Abb. 1 gezeigten Parameter definiert. Die Gleichungen werden mit einer kartesischen Referenzebene (x, y, z)16 definiert und für jede Achse in den Gleichungen dargestellt. (2), (3) und (4):

Dabei ist \(w_{Helix}/2\) der Radius der Helix, g definiert den Gesamtabstand oder die Lücke zwischen den einzelnen Windungen, während die Gesamtlänge der Helix durch t definiert wird, die bei \(t_0 = 0\) beginnt. ) zu \(t_f =2\pi h_{dra}/{g}\), was von der Höhe des DRA \(h_{dra}\) und dem Abstand zwischen den Windungen abhängt. Für das Design der Helix wird eine parametrische Studie durchgeführt, um eine zirkular polarisierte Antenne bei 5,8 GHz zu erhalten. Diese Studie umfasst drei mögliche Designparameter für die Helix: die Helixbreite \(w_{helix}\), die relative Permittivität der Helix \(\varepsilon _{r1}\) und den Abstand zwischen den Windungen g, der durch erhalten werden kann die Helixsteigung. Bezüglich der Permittivität der Helix werden für die Studie zwei mögliche Fälle definiert: eine Permittivität höher als die CDRA (\(\varepsilon _{r_1}\) = 13) und die Verwendung desselben Werts wie die CDRA (\(\varepsilon _ {r_1}\) = 9).

In Abb. 3 sind die Ergebnisse der parametrischen Studie unter Verwendung verschiedener Werte für die Helixbreite und deren Einfluss auf den Reflexionskoeffizienten und das Achsenverhältnis dargestellt. Diese Studie wurde unter Berücksichtigung der beiden zuvor beschriebenen relativen Dielektrizitätskonstanten 13 und 9 und eines Helixspalts von 18 mm durchgeführt. Es ist ersichtlich, dass die Antenne in allen Fällen auf die interessierende Frequenz abgestimmt bleibt, es jedoch zu einer Frequenzverschiebung und einer Verschlechterung des Achsenverhältnisses kommt, wenn die relative Permittivität und die Breite der Helix verringert werden. Eine zweite Untersuchung der Variation des Spalts zwischen den Windungen g wird durchgeführt, indem die Helixbreite auf 3 mm festgelegt wird. Aus den in Abb. 4 gezeigten Ergebnissen können wir erkennen, dass bei Festlegung der Permittivität ein größerer Abstand zwischen den Windungen zu einer größeren AR-Bandbreite führt. Aus diesen Studien lässt sich schließen, dass wir unter Berücksichtigung der Breite der Helix einen größeren Permittivitätswert für die Helix und einen größeren Abstand zwischen den Windungen verwenden müssen.

Parametrische Studie unter Berücksichtigung unterschiedlicher Helixbreiten. (a) Axialverhältnis. (b) \(S_{11}\).

Parametrische Studie unter Berücksichtigung unterschiedlicher Helixsteigungen. (a) AR, (b) \(S_{11}\).

Die vorgeschlagene Antenne nach dem in Abb. 1 dargestellten Modell hat die folgenden Abmessungen: \(d_{DRA}=18\) mm, \(h_{DRA}=16\) mm, \(\varepsilon _{r2}=9\ ), \(d_{helix}=18\) mm, \(w_{helix}=6.0\) mm \(g=18\) mm und \(\varepsilon _{r1}=13\). Für die Zuführung wird ein Rogers RO3003 (\(\varepsilon _r=3\) und tan\(\delta =0,0013\)) Substrat verwendet. Die seitlichen Abmessungen und die Breite des Substrats betragen, wie in Abb. 1 dargestellt, \(w_{sub}=80\) mm und \(h_{sub}=1,52\) mm, während die Abmessungen der Öffnung am Schlitz Die Einspeisung beträgt \(w_{slot}= 9.0\) mm, \(l_{slot}= 1.8\) mm, \(l_{stub}= 8\) mm und die Breite der Mikrostreifenleitung beträgt \(w_m=3.82 \) mm. Zwei Implementierungen, die RHCP- und LHCP-Strukturen, werden mit ANSYS HFSS simuliert.

Simulierte Ergebnisse der Antenne. (a) \(S_{11}\) als Funktion der Frequenz für die CDRA mit Helices. (b) Axialverhältnis für die RHCP- und LHCP-Fälle.

In Abb. 5 sind die simulierten Reflexionskoeffizienten \(S_{11}\) des CDRA mit der parasitären Helix und die entsprechenden Achsenverhältnisse dargestellt. Wir können sehen, dass wir bei Vorhandensein der Helix deutlich zwei Resonanzen sehen können, die den beiden angeregten orthogonalen Moden17,18 entsprechen und bei 5,7 GHz und 6,1 GHz schwingen. Bei den Achsenverhältnissen weisen beide Antennen erwartungsgemäß unabhängig von der Polarisation das gleiche Achsenverhältnis auf und erreichen bei der Betriebsfrequenz Werte unter 3 dB.

Simuliertes Verstärkungsstrahlungsmuster bei 5,8 GHz in den beiden Hauptebenen und für beide Polarisationsfälle. (a) RHCP-Antenne. (b) LHCP-Antenne.

In Abb. 6 sind die simulierten Verstärkungsstrahlungsmuster bei 5,8 GHz für beide Polarisationen dargestellt. Wir können sehen, dass die Antennenstrahlung je nach Polarisation leicht verändert wird und einen maximalen Gewinn von 5 dBi bei der Designfrequenz bei \(0^\circ\) aufweist. Schließlich zeigt Abb. 7 den simulierten Spitzengewinn und die Antenneneffizienz über die Axialverhältnisbandbreite der Antenne. Wir können sehen, dass die Antenneneffizienz über die bewertete Bandbreite etwa 80 % beträgt, während der Spitzengewinn über dasselbe Band zwischen 6 und 7 dBi liegt.

Simulierte Spitzenverstärkung und -effizienz als Funktion der Frequenz.

Simulierte E-Feld-Vektorverteilung. (a) CDRA. (b) CDRA mit parasitärer dielektrischer RHCP-Helix.

Simulierte E-Feld-Vektorverteilung bei den jeweiligen Modenresonanzfrequenzen. (a) Seitenansicht bei 5,76 GHz, (b) Seitenansicht bei 6,0 GHz, (c) Draufsicht bei 5,76 GHz, (d) Draufsicht bei 6,0 GHz.

Es ist wichtig, die auf dem CDRA erzeugten Moden mit der dielektrischen Helix zu identifizieren und ihre Orthogonalität zu überprüfen. Die mit der Vollwellensimulation erhaltene E-Feld-Vektorverteilung ist in Abb. 8 dargestellt. Im CDRA ohne Helix ist der erwartete HEM\(_{11}\)-Modus deutlich zu erkennen, während bei Vorhandensein der Helix der elektrische Modus auftritt Das Feld folgt dem RHCP-Verhalten. Um diese beiden orthogonalen entarteten Moden zu sehen und zu identifizieren, wird die DRA in der Eigenmode Ansys HFSS-Lösung simuliert, um die Felder in jedem Resonanzmodus zu erhalten. Der erste Modus wird bei 5,76 GHz angeregt, wie in Abb. 9 gezeigt, wo wir ihn als HEM\(_{12\delta }\) identifizieren können. Der zweite Modus wird bei 6,02 GHz angeregt und entspricht dem TM\(_{01\delta }\)-Modus, da es sich bei beiden um orthogonale Modi handelt19. Basierend auf dieser Analyse erwarten wir, dass wir bei der Entwurfsfrequenz von \(f_0=5,8\) GHz ein niedriges Achsenverhältnis erhalten, ähnlich dem, das beim Entwurf zirkular polarisierter (CP) Patch-Antennen durch die Anregung orthogonaler Moden erreicht wird.

Sobald das Design festgelegt ist, fahren wir mit der Herstellung der Antenne im 3D-Druck mit geschmolzenem Filament (FFF) fort. Als Materialien für den Druck werden die verlustarmen dielektrischen Premix-Filamente von AVIENT20 verwendet. Für die Helix verwenden wir das ABS1500-Filament mit \(\varepsilon _{r_1}=15\) und für die CDRA verwenden wir das ABS1200-Filament mit einer nominellen relativen Permittivität von \(\varepsilon _{r_2} =12\). Als 3D-Drucker verwenden wir einen kostengünstigen 3D-Drucker von Ocular3D21, dessen Eigenschaften in Tabelle 1 zusammengefasst sind.

Die für die Abscheidung der Filamente verwendeten 3D-Druckparameter wurden mit einer Düsentemperatur von 260\(^{\circ }\)C, einer Betttemperatur von 110\(^{\circ }\)C und einem Fluss von eingestellt 100 % und ein Füllungsprozentsatz von 100 %. Sobald die Parameter definiert sind, drucken wir Proben aus und charakterisieren ihre relative Permittivität mithilfe der Nicolson-Ross-Weir-Methode22,23 im interessierenden Band. Es ist bekannt, dass es abhängig von den Druckparametern zu Unterschieden zwischen dem Nominalwert der relativen Permittivität des Filaments und dem tatsächlich gedruckten Wert kommen kann24, weshalb die Charakterisierung von Proben für diese Implementierungen relevant ist. Die Proben wurden im 4,9-GHz- bis 7,0-GHz-Band unter Verwendung eines WR159-Standardwellenleiters charakterisiert. Die resultierenden gemessenen Permittivitäten betrugen \(\varepsilon _{r_1}=13\) für das ABS1500-Filament und \(\varepsilon _{r_2}=9\) für das ABS1200-Filament. Abschließend ist die gedruckte Antenne in Abb. 10 dargestellt.

3D-gedruckter RHCP-DRA mit Helix.

Der Reflexionskoeffizient der Antenne wurde mit einem Vektornetzwerkanalysator Anritsu MS46122B gemessen, während das Verstärkungsstrahlungsmuster und das Achsenverhältnis in einer reflexionsarmen Kammer gemessen wurden. Es ist zu beachten, dass wir die RHCP-Version nur zur Validierung implementiert haben, da die RHCP- und LHCP-Implementierungen in ihrer Struktur identisch sind. Abb. 11 enthält den simulierten und gemessenen Reflexionskoeffizienten \(|S_{11}|\) und das Achsenverhältnis als Funktion der Frequenz des DRA. Wir können sehen, dass die Antenne an die Betriebsfrequenz angepasst ist, während das Achsenverhältnis einen Wert von etwa 1 dB bei 5,8 GHz und einer AR-Bandbreite von etwa 1,9 % erreicht, was eine gute Übereinstimmung zwischen Messungen und Simulationen ergibt, aber insgesamt eine leichte Übereinstimmung darstellt Verschiebung der Resonanzfrequenzen. Die leichte Frequenzverschiebung kann hauptsächlich auf die Toleranzen in der relativen Dielektrizitätskonstante des verwendeten dielektrischen Filaments zurückgeführt werden.

Messergebnisse der von RHCP entwickelten Antenne. (a) \(S_{11}\) als Funktion der Frequenz. (b) Axialverhältnis.

Das simulierte und gemessene Verstärkungsstrahlungsmuster in zwei Schnittebenen des DRA mit den neuen Abmessungen ist in Abb. 12 dargestellt. Wir können eine sehr gute Übereinstimmung mit Simulationen erkennen, die eine maximale Verstärkung von 5,3 dBi aufweisen. Abschließend wird in Tabelle 2 ein Vergleich mit anderen CP-DRA-Implementierungen mit Einzelzufuhr dargestellt. Wir können sehen, dass die Helix-Implementierung ein etwas größeres ARBW aufweist und der Vorteil darin besteht, dass sie mit einem kostengünstigen 3D-Drucker 3D-gedruckt wird.

Vergleichsverstärkungsstrahlungsmuster gemessen und simuliert bei 5,8 GHz. (a) ZY-Ebene (b) ZX-Ebene.

Der Artikel stellt eine 3D-gedruckte zirkular polarisierte zylindrische dielektrische Resonatorantenne vor, die durch Hinzufügen einer parasitären dielektrischen Helix zur Struktur erhalten wird. Das Design dieser Antenne basiert auf einem einfachen CDRA mit einer Spirale, die je nach Drehrichtung die gewünschte Zirkularpolarisation liefert, während die Haupteigenschaften der Antenne, wie maximale Verstärkung bei der ursprünglichen Resonanzfrequenz und die Anpassung, bei dieser liegen Die Frequenz bleibt nahe an der des CDRA ohne Helix. Darüber hinaus ist die erhaltene Axialverhältnisbandbreite mit UAV-Anwendungen kompatibel. Andererseits macht die Möglichkeit, die Struktur mithilfe des kostengünstigen 3D-Drucks vollständig umzusetzen, sie für Anwendungen interessant, bei denen Kosten, Volumen und Gewicht eine Rolle spielen können, beispielsweise für unbemannte Fahrzeuge. Darüber hinaus wird gezeigt, wie wichtig die Charakterisierung der gedruckten Filamente ist, da ihre endgültigen dielektrischen Eigenschaften je nach Druckparametern und Druckereigenschaften variieren können. Schließlich macht die Vielseitigkeit dieses Designs es zu einem guten Kandidaten für die Topologie, die mit anderen DRA-Typen getestet werden kann.

Die während der aktuellen Studie verwendeten und/oder analysierten Datensätze sind auf begründete Anfrage beim jeweiligen Autor erhältlich.

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Die Autoren möchten AVIENT für die Unterstützung bei den Filamenten danken. Vielen Dank an die Universidad Técnico Federico Santa Maria für die Erlaubnis zur Nutzung ihres reflexionsarmen Raums. Die Autoren danken ANID FOVI210008, FONDECYT REGULAR 1221090 und dem von MCIN/AEI/10.13039/501100011033 finanzierten Zuschuss PID2019-107688RB-C21.

Fakultät für Elektrotechnik, Pontificia Universidad Católica de Valparaíso, 2362804, Valparaiso, Chile

Sebastian Diaz & Francisco Pizarro

Space and Planetary Exploration Laboratory (SPEL), Abteilung Elektrotechnik, Fakultät für Physikalische und Mathematische Wissenschaften, Universität Chile, 8370448, Santiago, Chile

Mark Diaz

Abteilung für Signaltheorie und Kommunikation, Universität Carlos III von Madrid, 28911, Madrid, Spanien

Eva Rajo-Iglesias

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SD, MD, ERI und FP leiteten den Entwurf und die Implementierung der vorgeschlagenen Antenne und trugen auch zum Verfassen des Papiers bei. Alle Autoren haben das Papier überarbeitet.

Korrespondenz mit Francisco Pizarro.

Die Autoren geben an, dass keine Interessenkonflikte bestehen.

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Nachdrucke und Genehmigungen

Diaz, S., Diaz, M., Rajo-Iglesias, E. et al. Zirkular polarisierter 3D-gedruckter zylindrischer DRA unter Verwendung einer parasitären dielektrischen Helix. Sci Rep 13, 11838 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-39098-2

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Eingegangen: 16. Mai 2023

Angenommen: 20. Juli 2023

Veröffentlicht: 22. Juli 2023

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-023-39098-2

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